基于lcl滤波器的三相并网逆变器控制技术的研究

基于lcl滤波器的三相并网逆变器控制技术的研究内容摘要：

CL 滤波器的谐振。 这是一种基于虚拟磁链的直接功率控制。 通过检测交流侧电流和直流侧电压来估算系统的虚拟磁链，从而算出系统的有功、无功功率，然后与给定值进行比较，偏差值送入开关状态选择表，产生控制脉冲。 这种控制策略采用直接功率有源阻尼法，传统的有源阻尼方法是给出电压或电流的参考值，但是由于直接功率控制没有电流控制环，所以文献将其转化为功率参考值。 将有功、无功 功率减去阻尼分量后就可以避免谐振问题。 直接功率控制是近年来产生的一种新的控制方法，方法的优点就是采用静止 αβ坐标系进行控制计算，无需复杂的坐标变换和解耦控制，直接对系统的无功功率进行控制，结构和算法简单；避免了 PWM 算法，采用查表技术，动态响应快；采用虚拟磁链定向，省去了电网电压传感器。 网侧虚拟磁链估算中用电网电流和电容电流来估算 PWM 整流器交流侧电流。 节省了交流侧电流传感器。 （ 3）基于无源阻尼的无差拍控制策略 为了便于矢量控制的数字化实现， 1998 年， Michael Lindgren 和 Jan Svensson 提出了基于 LCL 滤波器的斩波器的无差拍控制。 这是最早的基于LCL 滤波器的控制策略。 2020， ， Felipe Espinosa 等人提出了改进的矢量无差拍控制策略。 该控制策略只需要一组电流传感器和一组电压传感器，其他的量可以由状态观测器获得，系统的扰动可以用无源阻尼来衰减。 改进的无差拍控制策略通过反馈电容电压将其引入到控制策略中，使控制效果更好。 电压外环采用常规 PI 调节器进行控制，电流内环采用上述无差拍算法来跟踪给定电流。 其优点是，减少了传感器的数量，只 需要检测网侧电压和电流，其余量由状态估计器算出。 无差拍控制方法与传统的SVPWM 整流器相比，脉冲宽度根据整流器当前的电路状态实时确定，因而具有更优越的动态性能。 （ 4）基于三闭环的电网不平衡控制策略 在实际系统中，三相电网电压不可能完全对称。 不平衡的电网电压会引起低频电流谐波，因此不平衡控制策略的研究也有重大的意义。 2020 年，.论 . 和 Jan Svensson 提出了改进的正负序电流独立控制策略，这种控制策略的原理跟基于 L 滤波器的原理相似。 另一种较为新颖的不平衡控制策略是 2020 年 ErikaTwining 和 Donald Grahame Holmes 提出的三闭环控制策略。 这也是首次针对不平衡电网电压提出的控制策略。 其中，电压外环用来控制直流侧电压。 电流控制采用双内环的控制结构，第一内环是网侧电流内环，第二内环是电容电流内环。 电压调节器的输出作为网侧电流有功分量的给定， dq 坐标系中网侧电流调节器输出经坐标变换后作为三相电容电流的给定，三相电容电流的反馈值由网侧电流与整流器交流侧电流合成。 最后，电容电流给定和反馈的偏差经过三个比例调节器作 SVPWM 的电压控制信号。 坐标变换所需 的旋转角度 θ 由三相电网电压获得。 在矢量控制的基础上引入了电容电流内环提高系统的稳定性。 除直流侧电压传感器外，该方法需要两组电流传感器和一组电压传感器，传感器数量多是其缺点。 但实验结果证明，该方法对于不平衡电网电压有较强的鲁棒性。 基于 LCL 滤波器的三相 PWM 逆变器的控制策略的研究现状分析可知，无差拍控制是研究较早的控制策略，控制策略的离散化便于数字化实现，但是无差拍控制需要的传感器较多，所以无传感器的研究成为研究重点。 三闭环的控制策略是专门针对 LCL 滤波器提出的，这种控制策略对不平衡电网电压有较强的鲁 棒性，但是其原理复杂，控制器较难设计；直接功率控制是近年来较为新颖的一种控制策略，它是从常规三相电压源型 PWM 逆变器的控制中延伸而来，控制原理和结构简单，采用查表技术，也便于数字实现，但其开关频率不固定给滤波器参数选择带来一定困难。 今后基于 LCL 滤波器的 PWM 整流器无传感器控制、电网电压不平衡控制和便于数字实现的控制将会成为研究的重点。 本课题研究的主要内容 随着对风能、太阳能等新能源的利用越来越多，逆变器的应用也越来越广泛，如何保证逆变器输出的电能质量成为研究的重点。 . . 在电网电压确定的情况下，如 何减少输出电流纹波，提高电流的质量就成为主要的工作，传统的滤波方式是采用逆变器与电网之间串联电感，但在低开关频率的大功率逆变器中，所需的电感量将很大，这样既增大了设备体积，也增加了成本，为了采用较少的电感量，达到更好的滤波效果，本文研究了基于 LCL 滤波的三相并网逆变器，并与单电感滤波电路进行了比较，主要内容有以下几个方面。 首先介绍了三相并网逆变器的产生背景，基于 LCL 滤波的三相并网逆变器的研究现状。 其次，简要说明了三相逆变器的工作原理，并分析了 LCL 滤波器的数学模型，通过坐标变换将三相对称静止坐标系中的 基波正弦变量转化成同步旋转坐标系中的直流变量，从而简化了控制系统设计。 并详细介绍了LCL 滤波器的参数设计，对基于无源阻尼和有源阻尼的两种控制策略进行了分析和控制系统的设计。 最后，完成了系统参数设计，并对基于无源阻尼和基于有源阻尼 两 种控制策略进行了仿真，通过仿真实验对比分析，证明采用 LCL 滤波器的并网逆变器可以有效抑制输出电流中的谐波分量，获得较好的正弦电流波形；所采用的控制策略可以使系统具有较好的稳定性和动态性能。 .型 . 第 2 章 PWM 逆变器的原理及数学模型 逆变器的工作原理 用三个单相 逆变电路可以组合成一个三相逆变电路，但在三相逆变电路中，应用最广的还是三相桥式逆变电路，采用 IGBT 作为开关器件的电压型三相桥式逆变电路如图所示 1S 3S 5S4S 2S6SdciNN ’2dU2dU1VD2VD3VD4VD5VD6VDUVWLR 图 21 三相逆变电路原理图 如图所示的直流侧通常只有一个电容器件就可以了，但为了分析方便，画作串联的两个电容器并标出了假想中点 39。 N ，和单相半桥、全桥逆变电路相同，电压型三相桥式逆变电路的基 本工作方式也是 180176。 导通方式，即每个桥臂的导通角为 180176。 ，同一相即同一半桥的上下两个臂交替导电，各相开始导电的角度一次相差 120176。 ，这样，在任一瞬间，将有三个桥臂同时导通，也可能是上面两个臂下面一个臂同时导通，因为每次换流都是在同一相上下两个桥臂之间进行的，因此也被称为纵向换流。 下面来分析电压型三相桥式逆变电路的工作波形，对于 U相来说，当桥臂 1 导通时， 239。 dUN Uu ，当桥臂 4 导通时， 239。 dUN Uu ， 因此， 39。 UNu 的波形是幅值为 2dU 的矩形波。 V、 W 两相的情况和 U 相类似， 39。 VNu 、 39。 WNu 的波形形状和 39。 UNu 相同，只是相位一次相差 120176。 负载线电压 WUVWUV uuu 、 可由下式求出 . . 39。 39。 39。 39。 WN39。 39。 UV UN VNVW VN WNWU UNu u uu u uu u u （ 21） 该负载中点 N 与直流电源假想中点 39。 N 之间的电压为 39。 UNu ，则负载各相的相电压分别为 39。 39。 39。 39。 39。 39。 NNWNWNNNVNVNNNUNUNuuuuuuuuu （ 22） 把上面各式相加并整理可求得 )(31)(3139。 39。 39。 39。 WNVNUNWNVNUNNN uuuuuuu  （ 23） 设负载为三相对称负载，则有 0 WNVNUN uuu ，故可得 39。 39。 39。 39。 1 ()3N N U N V N W Nu u u u   （ 24） 39。 NNu 的波形为矩形波，但其频率为 39。 UNu 频率的 3 倍，幅值为其 1/3，即为6dU。 WNVNUN uuu 、 的波形形状相同，只是相位一次相差 120176。 负载参数已知时 ，可以由 UNu 的波形求出 U相电流 Ui 的波形。 负载的阻抗角 不同， Ui 的波形和相位都有所不同，桥臂 1 和桥臂 4 之间的换流过程和半桥电路相似，上桥臂 1 中的 1S 从通态转换到断态时，因负载电感中的电流不能突变，下桥臂 4 中的 4VD 先导通续流，待负载电流降到零，桥臂 4 中的电流反向时， 4S 才开始导通，负载阻抗角  越大， 4VD 导通时间就越长。 Ui 的上升段即为桥臂 1 导电的区间，其中 0Ui 时为 1S 导通， Ui 的下降段即为桥臂 4 导电的区间，其中 0Ui 时为 4VD 导通。 Vi 、 Wi 的波形和 Ui 形状相同，相位一次相差 120176。 把桥臂 5 的电流加起来，就可得到直流侧电流 di 的波形， di 每隔 60176。 脉动一次，而直流侧电压基本是无脉动的，因此逆变器从电网侧向直流侧传送的功率是脉动的，且脉动的情况和 di 脉动情况大体相同，这也是电压型逆变器的一个特点。 下面对三相桥式逆变电路的输出电压进行定量分析，把输出线电压 UVu.型 . 展开 成傅里叶级数得： 2 3 1 1 1 1( s in s in 5 s in 7 s in 11 s in 13 .. .)5 7 11 132 3 1( s in ( 1 ) s in )dUVkdnUu t t t t tU t n tn            （ 25） 式中 61nk， k 为自然数 输出线电压有效值 UVU 为： 2 201 0 .8 1 62U V U V dU u d t U  （ 26） 其中基波幅 mUVU1 和基波有效值 1UVU 分别为 1 23 1 .1dU V m dUUU （ 27） 11 6 0 . 7 82U V mU V d dUU U U   （ 28） 下面再来对负载相电压 UNu 进行分析， 把 UNu 展开成傅里叶级数得： 2 1 1 1( sin sin 5 sin 7 sin 1 3 .. .)5 7 1 32 1( sin sin )dUNdnUu t t t tU t n tn         （ 29） 式中 61nk， k 为自然数 负载相电压有效值 UNU 为 2 201 0 .4 7 12U N U N dU u d t U  （ 210） 其中基波幅值 mUNU1 和基波有效值 1UNU 分别为 1 2 0 . 6 3 7dU N m dUUU （ 211） 11 0 .4 52U N mU N dUUU （ 212） . . 在上述 180176。 导电的方式逆变器中， 为了防止同一相上下两桥臂的开关器件同时导通而引起的直流电源的短路，要采取 ―先断后通 ‖的方法，即先给应关断的器件关断信号，待其关断后留一定的时间裕量，然后再给应导通的器件发出开通信号，即在两者之间留一个短暂的死区时间，死区时间的长短要视器件的开关速度而定，器件的开关速度越快，所留的死区时间就可以越短，这一 ―先断后通 ‖的方法对于工作在上下桥臂通断互补方式下的其他电路也是适用的，显然，前述的单相半桥和全桥逆变电路也必须采取这一方法。 基于 LCL 滤波器的 PWM 逆变器数学模型 LCL 滤波的高频 PWM逆变器拓 扑结构如图 所示。 逆变器侧是三个电阻为 2R ，电感为 L 的电抗器，网侧是三个电阻为 1R ，电感为 gL 的电抗器，网侧电抗器和逆变器侧电抗器之间是三个星型联结的电容器 fC。 电抗器 L 除滤波 外，还具有升压及能量交换功能， gL 、 fC 用于滤除高次谐波，满足电网对电流谐波的要求。 1S 3S 5S4S 6S 2SdcU C GU逆 变 器 侧 电 感网 侧 电 感L gi a 1i a 2LU c aU c bU c ci c bi c ci c aR 1R 2U s aU s bU s ci d cU r aU r bU r c 图 25 基于。