91正交振幅调制qam92最小移频键控mskؤ93

91正交振幅调制qam92最小移频键控mskؤ93内容摘要：

22 TbTb4 t ( t )0图 9 17 GMSK信号的功率谱密度 － 120BbTb＝: T F MQ P S K BbTb＝ ∞ (M S K )－ 110－ 100－ 90－ 80－ 70－ 60－ 50－ 40－ 30－ 20－ 100100 功率谱密度 / dBTFM = Tamed Frequency Modulation 图 9 17 是通过计算机模拟得到的 GMSK信号的功率谱。 图中 ， 横坐标为归一化频差 (ffc)Tb， 纵坐标为功率谱密度 ， 参变量 BbTb为高斯低通滤波器的归一化 3dB带宽 Bb与码元长度 Tb的乘积。 BbTb=∞的曲线是 MSK信号的功率谱密度。 GMSK信号的功率谱密度随 BbTb值的减小变得紧凑起来。 表 9 1给出了作为BbTb函数的 GMSK信号中包含给定功率百分比的带宽。 图 9 18 是在不同 BbTb时由频谱分析仪测得的射频输出频谱。 可见 ， 测量值与图 9 17 所示的计算机模拟结果基本一致。 图 9 19 是 GMSK信号正交相干解调时测得的眼图。 可以看出 ， 当 BbTb较小时会使基带波形中引入严重的码间干扰 ， 从而降低性能。 当 BbTb= 时 ， GMSK的误码率比 MSK下降 1 dB。 表 9 – 1 GMSK信号中包含给定功率百分比的射频带宽 BbTb 90 % 60 % % % 0. 5 ∞ 图 9 – 18 不同 BbTb时实测 GMSK信号射频功率谱 图 9 19 GMSK信号正交相干解调的眼图 GMSK的调制与解调 产生 GMSK信号的一种简单方法是采用锁相环 (PLL)法 ， 其原理图如图 9 20 所示。 图中 ， 输入数据序列先进行 相移 BPSK调制 ， 然后将该信号通过锁相环对 BPSK信号的相位突跳进行平滑 ， 使得信号在码元转换时刻相位连续 ， 而且没有尖角。 该方法实现 GMSK信号的关键是锁相环传输函数的设计 ， 以满足输出信号功率谱特性要求。 由式 ( 8)， GMSK信号可以表示为正交形式 ， 即 sGMSK(t)=cos［ ωct+φ(t)］ =cosφ(t)cosωctsinφ(t)sinωct 2图 9 20 PLL型 GMSK调制器 移相 B P S K2锁相环~ 振荡器输入 输出c o s ct式中 φ(t)=  dTnTgaTbbtnb)]2([2  由式 ( 9)和式 ( 10)可以构成一种波形存储正交调制器 ， 其原理图如图 9 21 所示。 波形存储正交调制器的优点是避免了复杂的滤波器设计和实现 ， 可以产生具有任何特性的基带脉冲波形和已调信号。 GMSK信号的基本特征与 MSK信号完全相同 ， 其主要差别是 GMSK信号的相位轨迹比 MSK信号的相位轨迹平滑。 因此 ， 图 9 12所示的 MSK信号相干解调器原理图完全适用GMSK信号的相干解调。 GMSK 信号也可以采用图 9 22 所示的差分解调器解调。 图 9 22(a)是 1比特差分解调方案 ， 图 9 22(b)是 2比特差分解调方案。 图 9 – 21 波形存储正交调制器产生 GMSK信号 c o s 函数表象限控制s i n 函数表D / A变换D / A变换L P FL P FB P F输出输入c o s cts i n ct 图 922GMSK 信号差分解调器原理 （ a)1比特差分调节器 （ b)2比特差分解调器 B P F 时延 Tb9 0 移相176。 LP F抽样判决信号输入输出B P F 时延 2Tb LP F抽样判决信号输入输出( a )( b )限幅器 GMSK系统的性能 假设信道为恒参信道 ， 噪声为加性高斯白噪声 ， 其单边功率谱密度为 n0。 GMSK信号相干解调的误比特率下界可以表示为 Pe= rde r fc0m in2221 式中 ， dmin为在 t1到 t2之间观察所得的 Hilbert空间中发送数据“ 1”和 “ 0”对应的复信号 u1(t)和 u0(t)之间的最小距离 ， 即 dttutud tttutu201)(),(2m i n2110)()(m i n   在恒参信道 ， 加性高斯白噪声条件下 ， 测得的 GMSK相干解调误比特率曲线如图 9 23 所示。 由图可以看出 ， 当BbTb= 时 ， GMSK的性能仅比 MSK下降 1dB。 由于移动通信系统是快速瑞利衰落信道 ， 因此误比特性能要比理想信道下的误比特性能下降很多。 具体误比特性能要通过实际测试。 例 9 1为了产生 BbTb= GMSK信号 ， 当信道数据速率 Rb=250 kb/s时 ， 试求高斯低通滤波器的 3dB带宽。 并确定射频信道中 99% 的功率集中在多大的带宽中。 解 由题中条件可知码元宽度为 usRTbb 410250113 图 923 理想信道下 GMSK相干解调误比特率曲线 BbTb ＝∞(MSK)50理想BPSK检测前高斯 B P FBbTb＝ 10－ 610－ 510－ 410－ 310－ 210－ 14 6 8 10 12 14 16BEREbNo/ dB因为 BbTb=， 可求出 3 dB Bb= k H zTb50104 6  所以 3dB带宽为 50kHz。 为了确定 99%功率带宽 ， 查表 9 1 B== 250 103= kHz 所以 99%功率带宽为。 DQPSK 调制 DQPSK( Shift Differentially Encoded Quadrature Phase Shi ft Keying)是一种正交相移键控调制方式 ， 它综合了 QPSK和OQPSK两种调制方式的优点。 DQPSK有比 QPSK包络波动和比 GMSK更高的频谱利用率。 在多径扩展和衰落的情况下 ， DQPSK比 OQPSK的性能更好。 DQPSK能够采用非相干解调 ， 从而使得接收机实现大大简化。 DQPSK已被用于北美和日本的数字蜂窝移动通信系统。 444444 DQPSK的调制原理 DQPSK调制器中 ， 已调信号的信号点从相互偏移 的两个 QPSK星座图中选取。 图 9 24 给出了两个相互偏移 的星座图和一个合并的星座图 ， 图中两个信号点之间的连线表示可能的相位跳变。 可见 ， 信号的最大相位跳变是 177。 另外 ， 由图 9 24 还可看出 ， 对每对连续的双比特其信号点至少有 的相位变化 ， 从而使接收机容易进行时钟恢复和同步。 DQPSK 调制器原理图如图 9 25所示。 输入的二进制数据序列经过串 /并变换和差分相位编码输出同相支路信号 Ik和正交支路信号 Qk， Ik和 Qk的符号速率是输入数据速率的一半。 在第 k个码元区间内 ， 差分相位编码器的输出和输入有如下关系 : 44444344 图 9 24 DQPSK信号的星座图 4QkIkQkIk( a ) ( b )QkIk( c )图 925 DQPSK调制器原理图 4L P FL P F输出c o s cts i n ct差分相位编码串 / 并变换输入QkIk Ik=Ik1cosΔφkQk1sinΔφk ( 1) Qk=Ik1sinΔφk+Qk1cosΔφk 式中 ， Δφk是由差分相位编码器的输入数据 xk和 yk所决定的。 采用 Gray编码的双比特 （ xk， yk） 与相移 Δφk的关系如表 9 2所示。 差分相位编码器的输出 Ik和 Qk共有五种取值： 为了抑制已调信号的带外功率辐射 ， 在进行正交调制前先使同相支路信号和正交支路信号 Ik和 Qk通过具有线性相位特性和平方根升余弦幅频特性的低通滤波器。 幅频特性表示式为 .1,21,0 )( fH1,  ]2)12(s i n [121afT0 0≤f≤ Ta21Ta21 ≤ f≤ Ta21fTa 21表 9 – 2 采用 Gray编码的双比特 (xk, yk)与相移 Δφk的关系表 xk yk 0 0 0 1 1 1 1 0 k443434 式中 ， g(t)为低通滤波器输出脉冲波形 ， φk为第 k个数据期间的绝对相位。 φk可由以下差分编码得出 : φk=φk1+Δφk ( 5) DQPSK是一种线性调制 ， 其包络不恒定。 若发射机具有非线性放大 ， 将会使已调信号频谱展宽 ， 降低频谱利用率。 为了提高功率放大器的动态范围 ， 改善输出信号的频谱特性 ， 通常采用具有负反馈控制的功率放大器。 4 DQPSK的解调 DQPSK可以采用与 4DPSK相似的方式解调。 在加性高斯白噪声 (AWGN)信道中 ， DQPSK 4DPSK有相同的误码性能。 为了便于实现 ， DQPSK信号。 在低比特率 ， 快速瑞利衰落信道中 ， 由于不依赖相位同步 ， 差分检测提供了较好的误码性能。 DQPSK信号基带差分检测器的原理图如图 9 26 所示。 在解调器中 ， 本地振荡器产生的正交载波与发射载波频率相同 ， 但有固定的相位差 Δθ。 解调器中同相支路和正交支路两个低通滤波器的输出分别为 444图 9 – 26 基带差分检测器原理图 B P FL P FL P F抽样差分解码抽样差分解码判决电路判决电路并 / 串变换c o s ct－ s i n ct输出输入 ck=cos(φkΔθ) ( 6) dk= sin(φkΔθ) 两个序列 ck和 dk送入差分解码器进行解码 ， 其解码关系为 ek=ckck1+dkdk1 =cos(φkΔθ)cos(φk1Δθ)+sin(φkΔθ)sin(φk1Δθ) =cos(φkφk1)=cosΔφk ( 8) fk=dkck1ckdk1 =sin(φkΔθ)cos(φk1Δθ)+cos(φkΔθ)sin(φk1Δθ) =sin(φkφk1)= sinΔφk。