高超噪比微波固态噪声源的设计本科毕业论文(编辑修改稿)

高超噪比微波固态噪声源的设计本科毕业论文(编辑修改稿)内容摘要：

的总带宽，则所得的整个带宽上的总噪声功率 对低噪声应用可能是不可接受的。 热噪声是在电阻一类导体中，自由电子的布朗运动引起的噪声。 导体中的每一个自由电子由于其热能而运动。 电子运动的途径，由于和其他粒子碰撞，是随机的和曲折的，即呈现布朗运动。 所有电子运动的总结果形成通过导体的电流。 电流的方向是随机的，因而平均值为零。 然而，电子的这种随机运动还会产生一个交流电流成分。 这个交流成分称为热噪声。 散弹噪声 散弹噪声又称 Schottky 噪声，是由固态器件中穿越半导体结或者其他不连续界面的离散随机电荷载流子运动引起的。 散弹噪声通常发生在半导体器件中（即二极管 或者晶体管的 PN 结），总是伴随着稳态电流，实际上稳态电流包含着一个很大的随机起伏，这个起伏就是散弹噪声，其幅度和电流的平方根成正比： fqIin 22 （ 26） 式中， I 为稳态电流； q 为电子电荷。 对于双极晶体管 BJT 来说，通常认为 2bi 和 2ci 为独立的噪声源；而对于异质结 6 双极型晶体管 HBT 来说，散弹噪声 2bi 和 2ci 为相关噪声源，其相关表达式为： feqIii jccb   )1(2  （ 27） 式中， T 为和异质结晶体管 HBT 电流放大倍数相关的时间延迟。 高频噪声 与热噪声和散弹噪声相比，高频噪声是指和频率相关而不是与电流相关的噪声，通常与电容伴随出现，如场效应管中的栅极感应噪声等。 在场效应晶体管的噪声等效电路模型中， gsC , gdC 和 dsC 分别为栅极 源极、栅极 漏极和源极 漏极本征电容， Ri 为本征沟道电阻， mg 和 dsg 分别为跨导和漏极输出电容， T 为和跨导相关的时间延迟， 2gi 为栅极感应噪声，表达式为： 2gi =4kT fg RCmgs )( 2 （ 28） 2di 为漏极沟道噪声，表达式为 fPkTgi md  42 （ 29） 2gLi 为栅极漏电流引起的散弹噪声，表达式为 gLgL qIi 22  （ 210） 从（ 25）看出，与散弹噪声不同，栅极感应噪声和频率的平方 成正比，频率越高，噪声电流越大，对器件噪声的贡献也越大。 闪烁噪声 闪烁噪声有称低频噪声，是半导体器件低频情况下的重要噪声之一，对微薄射频振荡器和混频器具有重要影响。 一般认为闪烁噪声由以下两方面引起的电流微小变化所产生： 1）载流子在半导体器件材料界面上的无规律入射及复合过程；2）电荷在阴极发射时的随机变化。 闪烁噪声几乎在所有器件中均可以发现，一些无源器件中也可以看到。 在双 7 极晶体管中闪烁噪声主要在发射极 基极耗尽区域由污染引起的陷阱和晶格缺陷所致。 闪烁噪声与频率有关，频率越低，闪烁噪声对信号失真的影响越 大，通常闪烁噪声在 DC 至 500khz10Mhz 的频率范围内以 10dB 没倍速的速度衰减。 闪烁噪声电流的具体表达式为 ffIki fff  2/1 （ 211） 式中， 2/1fi 为闪烁噪声电流； fk 和 f 为拟和因子； I 为稳态电流。 从上式可以看出， 2/1fi 的对数和频率的对数为线性关系 )lg (10)lg (10lg (20 )/1 ffIki fff   （ 212） 等效噪声带宽 白噪声 n(t)的频率密度在所有频率范围内都是平坦的，其频谱密度为一个常数，令 2)( fGn （ 213） 式中，  为常数，系数 1/2 是指功率一半与正频率相关，另一半与负频率相关。 如将白噪声加在传输函数 H（ f）的线性系统的输入端，则输出噪声频谱密度)(0 fG 为 220 )(2)()()( fHfGfHfG n  （ 214） 则输出噪声功率为 dffHdffGN out 200 )()(      （ 215） 假设相同的噪声来自带宽为 B、零频率响应为 H（ 0）的理想低通滤波器，则有 BHdffHN out 220 )0()(     （ 216） 式中， H（ 0）为传输函数在中心频率处的数值，由式（ 215）和式（ 216）即可得到等效带宽的表达式： 8 dffHHB 202 )()0(1   （ 217） 二端口网络的噪声系数 接收系统输出端的信噪比是通信系统中的一个非常重要的指标，输出端的信噪比取决于系统输入信噪比与噪声系数。 在通信系统中输入信噪比是发射功率、发射机天线增益、大气传输系数、大气温度、接收天线增益与接收机噪声系数的函数，降低接收机噪声系数与改善其他指标对于输出信噪比有同样的效果，这与将发射机功率加倍的效果几乎是一样的，而将发射机功率加倍所需的费用与改善低噪声放大器的成本相比要高许多。 表征一个二端口网络的物理特性，除了反射系数、增益等参数 外，还需要网络的噪声特性。 表征二端口网络的噪声特性的参数通常有两个 :一是噪声因子 F，另外一个是噪声系数 NF。 两者之间的关系为 NF=10lgF （ 218） 从上述公式可以看到，噪声系数 NF 为噪声因子 F 的对数，单位为 dB,而噪声因子 F 没有单位。 噪声系数的定义 20 世纪 40 年代， Harold Friis 首次用网络的输入信噪比和输出信噪比定义了噪声系数这个概念，具体表达式为 00 // NS NSS N RS N RF iioutin  (219) 式中， SNRin 和 SNRout 分别为输入和输出端口的信噪比。 Si 和 Ni 分别为输入信号和噪声功率； S0 和 N0 分别为输出信号和噪声功率。 从式（ 216）可以看到，噪声系数的物理含义是信号从网络的输入端传输到输出端时信噪比下降的数值，显然一个理想的无噪声放大器在放大了输入信号的同时也放大了输入的噪声，因此系统的信噪比（ dB）保持不变，亦即 )(01 dBS N RS N RF outin  (220) 9 然而，实际的放大器内部器件存在着各种噪声，如热噪声、散弹噪声、低频噪声 等等，这些都会引起系统输出信噪比的恶化，噪声系数的高低意味着由网络本身引起的噪声的大小。 值得注意的是，噪声系数的概念只适用于处理信号的网络。 本章讨论的噪声系数都是基于二端口网络的，尽管混频器是三端口网络，但通常也作为二端口网络来处理。 噪声系数与调制解调无关，与调制方式无关，与调制解调器的性能熬也无关。 因此，用来表征（ FM）接收机灵敏度的静噪抑制或数字通信系统的误码率（ BER）相比，噪声系数更具普遍性。 噪声系数与增益无关，夹杂在信号中的噪声经过放大器后，将和信号同时被放大相同的倍数， 等效噪声温度 从前 面的分析可以知道，电阻引起的热噪声功率表达式非常简单，为了方便计算二端口网络的噪声系数，人们引入了等效噪声温度的概念，将网络的噪声功率用电阻在不同温度下的热噪声功率来表征。 对于一个资用功率为 Na 的 白噪声，可以用一个等效噪声温度 Te 的电阻来表示，等效噪声温度 Te 可以由以下计算得到 kBNT ae （ 221） 值得注意的是，等效噪声温度的概念是相对于网络输入端来说的，也就是说，所有的噪声功率必须首先等效到网络电源端才能获得等效噪声温 度。 对于有噪声二端口网络来说，假设输入端功率为 0，则总的输出功率 N0 仅包括二端口网络的噪声贡献 Na，其等效噪声温度可以表示为 k G BNk G BNkB GNkBNT aie  00 / （ 222） 10 表 21 噪声温度和噪声系数的换算表 噪声系数 NF/dB 噪声因子 F 噪声温度 Te/K 0 0 3 290 10 10 2610 20 100 28710 噪声系数的 测量技术 根据噪声系数的定义，有很多种方法可以测量网络噪声系数，但是精度最高而最常用的是 Y 因子方法。 采用 Y 因子方法通常需要一个精确的噪声源，以产生所需的高频噪声。 噪声源 顾名思义，噪声源即产生噪声的根源，是指能够获得高频噪声的部件。 目前常用的噪声源由雪崩二极管和匹配网络构成（如图 22），其原理是固态噪声二极管的雪崩散弹噪声在一定条件下近似为白噪声。 利用电路的匹配技术 , 并对影响噪声管超噪比的因素从结构方面进行有效控制 , 可研制出高超噪比输出 , 平坦度满足要求的固噪声源。 根据 H ines 的理论 , 当负 载为纯电阻 R L 时 , 处于雪崩击穿状态的噪声极管。