直流稳压电源的设计_毕业设计(编辑修改稿)

直流稳压电源的设计_毕业设计(编辑修改稿)内容摘要：

供电，而小功率电子产品，在日常应用较为普及，这也就是正激式用量多余反激式的原因。 开关电源的功耗包括由半导体开关、磁性元件和布线等的寄生电阻 所产生的固定损耗以及进行开关操作时的开关损耗。 对于固定损耗，由于它主要取决于元件自身的特性，因此需要通过元件技术的改进来予以抑制。 在磁性元件方面，对于兼顾了集肤效应和邻近导线效应的低损耗绕线方法的研究由来已久。 为了降低源自变压器漏感的开关浪涌所引起的开关损耗，人们开发出了具有浪涌能量再生功能的缓冲电路等新型电路技术。 以下是提高开关电源效率的电路和系统方法： （ 1） ZVS（零电压开关）、 ZCS（零电流开关）等利用谐振开关来降低开关损耗的方法。 （ 2）运用以有源箝位电路为代表的边缘谐振（ Edge Resonance）来降低 8 开关损耗。 （ 3）通过延展开关元件的导通时间以抑制峰值电流的方法来减少固定损耗。 （ 4）在低电压大电流的场合通过改善同步整流电路的方法来减少固定损耗。 （ 5）利用转换器的并联结构来减少固定损耗。 其中，第一种方法对于降低开关损耗极为有效，但问题是因峰值电流和峰值电压所导致的固定损耗将会增加。 将所有的续流二极管由快恢复二极管改成肖特基二极管，肖特基二极管具有相同的快恢复特性，另外其正向导通压降为 快恢复二极管 1V，因此在通态电流一样时其产生的功耗 要小，将开关管采用 SUM60N10 从而达到了提高效率的目的。 纹波电压就是叠加在输出直流电压上的交流电压分量，通常经滤波及稳压后，它的数值在几毫伏以内，以不影响电子设备工作为准。 可用一个容量较大的电容器与交流毫伏表串联进行测量，此电容是隔直流用的降低纹波电压从而提高效率 [12]。 9 第 3 章 电路设计和参数计算 主回路器件的选择及参数计算 (1) 在电路中反向并联在继电器或电感线圈的两端，当电感线圈断电时其两端的电动势并不立即消失，此时残余电动势通过一个二极管释放，起这种作 用的二极管叫续流二极管。 其实还是个二极管只不过它在这起续流作用而以。 续流二极管通常是并联在线圈的两端，线圈在通过电流时，会在其两端产 生感应电动势。 当电流消失时，其感应电动势会对电路中的原件产生反向电压。 当反向电压高于原件的反向击穿电压时，会把原件如三极管，等造成损坏。 续流二极管并联在线两端，当流过线圈中的电流消失时，线圈产生的感应电动势通过二极管和线圈构成的回路做功而消耗掉。 丛而保护了电路中的其它原件的安全。 续流二极管经常和储能元件一起使用，防止电压电流突变，提供通路。 电感可以经过它给负载提供持续的电流， 以免负载电流突变，起到平滑电流的作用。 通常应用在开关电源 ,继电器电路 ,可控硅电路 ,IGBT 等电路中 ,应用非常广泛。 在开关电源中，续流二极管通常和电阻串连起来构成的的续流电路。 这个电路与变压器原边并联。 当开关管关断时，续流电路可以释放掉变压器线圈中储存的能量，防止感应电压过高，击穿开关管。 本设计续流二极管：由输出最大功率为 90W，设最小的效率为 70%，则输入的最大功率为， ，由输入为 DC41V~57V 得到电流为。 故选择额定电流为 3A，耐压值为 75V的 MBR20200。 (2)电 解电容是电容的一种，介质有电解液，涂层有极性，分正负，不可接错。 电容 (Electric capacity)，由两个金属极，中间夹有绝缘材料（介质）构成。 有极性电解电容器通常在电源电路或中频、低频电路中起电源滤波、退耦、信号耦合及时间常数设定、隔直流等作用。 一般不能用于交流 10 电源电路，在直流电源电路中作滤波电容使用时，其阳极（正极）应与电源电压的正极端相连接，阴极（负极）与电源电压的负极端相连接，不能接反，否则会损坏电容器。 瓷片电容 陶瓷电容无极性。 陶瓷电容的容量一般较小，用于信号源滤波，可用于消除高频干扰。 本设计滤波电容为保证滤波效果和耐压值选取： 470uF/160V。 (3) MOSFET 栅极电荷和导通阻抗 S 是选择管子的重要一部分，是因为二者都对电源的效率有直接的影响。 对效率有影响的损耗主要分为两种形式传导损耗和开关损耗。 栅极电荷是产生开关损耗的主要原因。 栅极电荷单位为纳库仑 (nc)，是 MOS管栅极充电放电所需的能量。 栅极电荷和导通阻抗 RDS(ON) 在半导体设计和制造工艺中相互关联，一般来说，器件的栅极电荷值较低，其导通阻抗参数就稍高。 开关电源中第二重要的 MOS 管参数包括输出电容、阈值电压、栅 极阻抗和雪崩能量。 某些特殊的拓扑也会改变不同 MOS 管参数的相关品质，例如，可以把传统的同步降压转换器与谐振转换器做比较。 谐振转换器只在 VDS (漏源电压 )或 ID (漏极电流 )过零时才进行 MOS 管开关，从而可把开关损耗降至最低。 这些技术被成为软开关或零电压开关 (ZVS)或零电流开关 (ZCS)技术。 由于开关损耗被最小化， RDS(ON) 在这类拓扑中显得更加重要。 低输出电容 (COSS)值对这两类转换器都大有好处。 谐振转换器中的谐振电路主要由 变压器 的漏电感与 COSS 决定。 此外，在两个 MOS 管关断的死区时间内，谐振电路必须让 COSS 完全放电。 本设计 MOSFET：由于所承受的电压为 57V，最大平均电流为。 故选取最大耐压值为 100V，额定电流为 60A 的 SUM60N10。 (4) 主变压器：由 AP 法公式APBPin  )f39。 k （，求得 AP= 选取 EE40 、 PC40 作 为 变 压 器 的 铁 芯 ， 其 AP= ；由 BAeTDVinN  max(min)p， 求 得 原 边 匝 数 为 ： 8 匝 ， 副 边 ：( m ax )m ax )]m ax (m ax )1)([( V i nD VdVoDDVdVoNpNs ，求得副边匝数为 14 匝。 11 由 J=， 推得原边线径为 ，考虑肌肤效应采用 4 股 并饶。 推得副边线径为 ，考虑肌肤效应采用 2 股 并饶。 (5)在典型的降压拓扑结构电路中，当开关管（ Q1）闭合时，电流开始通过这个开关流向输出端，并以某一速率稳步增大，增加速率取决于电 路电感。 根据楞次定律， di=E*dt/L，流过电感的电流所发生的变化量等于电压乘以时间变化量，再除以这个电感值。 由于流过负载电阻 RL的电流稳定增加，输出电压成正比增大。 在达到预定的电压或电流限值时，控制集成电路将开关断开，从而使电感周围的磁场衰减，并使偏置二极管 D1正向导通，从而继续向输出电路供给电流，直至开关再度接通。 这一循环反复进行，而开关的次数由控制集成电路来确定，并将输出电压调控在要求的电压值上。 电感值对于在开关断开期间保持流向负载的电流很关键。 所以必须算出保持降压变换器输出电流所必需的最小电感值， 以确保在输出电压和输入电流处于最差条件下，仍能够为负载供应足够的电流。 本设计滤波电感：由 ONOC II %10 ,ION=3A 得 IOC=。 L TDVoVfcI 2 min)1)((o =Ioc TDVfVL 2 min)1)(o(  得到 L=496uH。 选择磁芯 77439A7，相对磁导率 Ur为 60 Al=135 OD= ID= Ht= 求得匝数 N=53 求得线径为 采用 1mm。 (6) 滤波电容 纹波：由于直流稳定电源一般是由交流电源经整流稳压等环节而形成的，这就不可避免地在直流稳定量中多少带有一些交流成份，这种叠加在直流稳定量上的交流分量就称之为纹波。 纹波的成分较为复杂，它的形态一般为频率高于工频的类似正弦波的谐波，另一种则是宽度很窄的脉冲波。 为了达到设计要求，使电源是一个直流稳压电源，为了使输入电源和负载等条件变化时对输出造成最小的影响，可以通过减小电源的导线电阻，滤 12 波电路，增加容性负载能力，通过取样进行比较放大，调节输出，使输出保持稳定。 设纹波电压 为 由公式 VoLDVTC  8 min)1(o2求得 C=470uF[11]。 图 31 主回路 控制电路 设计与参数计算 双管正激电路中驱动 MOSFET 的方波占空比不能大于 ，故可选择SG3525 作为控制芯片。 若采用直接驱动 MOSFET 可能由于 G极电压低于 S 极，而无法驱动 MOSFET，因此采用变压器隔离驱动。 为能达到使输出电压 030V可调，输出电流 03A 可调的目的，需要使误差放大器的基准从零开始变化，而 SG3525 内部误差 放大器的基准无法调到 0V ，故采用外接的运放作为误差放大器使用。 采用外接正负电源的运放作为误差放大器，其基准由 SG3525 的 16脚输出的 5V 外接电位器提供。 13 频率的确定：设定开关频率为 71KHz 由 SG3525 可得其 CT=102 RT=10K RD=10。 采样电阻的确定，由在基准为 5V时输出电压为 30V，并考虑功率等因素选取 和 23K 串联分压，如图 32所示。 图 32 控制电路 14 TV 图 33 控制电路驱动波形 隔离驱动变压器如图 34 所示：若采用直接驱动 MOSFET 可能由于 G极 电压低于 S 极，而无法驱动 MOSFET，因此采用变压器隔离驱动。 为了保证 MOSFET完全导通，设计变压器匝比为 30:40:40[19]。 图 34 隔离驱动变压器 15 辅助电源电路 设计与参数计算 参数计算 辅助电路采用反激式开关电源，输出为一个 5V，一个是 12V，一个是12V，由 UC3843 控制，开关频率为 82KHz，如图 35 所示。 反激变压器的计算 （ 1）原边匝数 Np: AeBwTonVinN (max)(min)p  求得 Np=22。 （ 2）原边电感量 Lp： Iipp kTonVinL (min)p  求得 Lp=。 (3) 5V输出副边匝数 Ns5: (min )max max)1(p15s VinD DNV  ）（  求得 Ns5=6。 (4) 12V输出副边匝数 Ns12： 515 112o12s NsVoV  求得 Ns12=11。 同理可得 12V输出绕组： Ns12=11。 (5) 辅助绕组匝数 515 1cca NsSVux  求得 Naux=14。 (6) 启动电阻 mAVR 1 (min)in  求得 R=22K。 (7) RT CT 选取 16 由公式 RtCtf  及 f=82KHz 综合考虑选取 RT=10K CT=222，原边峰值电流采样电阻推出 R=。 图 35 辅助电源主电路 吸收回路电路的设计 吸收电路它由电阻 Rsn、电容 Csn 和二极管 VDs 构成。 电阻 Rs 也可以与二极管 VDs 并联连接。 吸收电路对过电压的抑制要好于吸收电路，与电路相比 Vce 升高的幅度更小。 由于可以取大阻值的吸收电阻，在一定程度上降低了损耗。 吸收回路原理 若开关断开，蓄积在寄生电感中能量通过开关的寄生电容充电，开关电压上升。 其电压上升到吸 收电容的电压时，吸收二极管导通，开关电压被吸收二极管所嵌位，约为 1V 左右。 寄生电感中蓄积的能量也对吸收电容充电。 开关接通期间，吸收电容通过电阻放电 ，如图 36 所示。 本设计吸收电阻 17 fLipp k NVoVsnVsnR 2 )(2sn 求得 Rsn=。 吸收电容 VsnR snfVsnCsn 求得 Csn=103/1KW。 图 36 吸收回路 MOSFET 的选择 功率 MOSFET 的种类：按导电沟道可分为 P 沟道和 N 沟道。 按栅极电压幅值可分为；耗尽型；当栅极电压为零时漏源极之间就存在导电沟道，增强型；对于 N（ P）沟道器件，栅极电压大于（小于）零时才存在导电沟道，功率 MOSFET 主要是 N 沟道增强型。 功率 MOSFET 的内部结构，其导通时只有一种极性的载流子（多子）参与导电，是单极型晶体管。 导电机理与小功率 MOS 管相同，但结构上有较大区别，小功率 MOS 管是横向导电器件，功率 MOSFET 大都采用垂直导电结构，又称为 VMOSFET。 18 本设计由于 MOSFET 所承受的电压为 200。