电动汽车动力电池充电系统功率部分毕业论文(编辑修改稿)

电动汽车动力电池充电系统功率部分毕业论文(编辑修改稿)内容摘要：

纪 80 年代后，电力电子设备中开关电源、相控整流器等非线性负载的大量投入使用，给功率因数校正技术提出了新的问题，同时也给出了新的发展契机。 1986 年美国公布“功率因数等于 1”的专利，这是最早的比较完整的升压式功率因数电路，这一时期是现代有源功率因数校正技术发展的初级阶段，当时的研究工作主要集中在工作于连续导电模式 (Continuous Conduction Mode， CCM) 下的升压变换器，这种控制方法主要是基于乘法器 控制技术，适用于大功率变换器。 20 世纪 80 年代末推出了非连续导电模式(Discontinuous Conduction Mode， DCM) 的变换器，由于其输入电流自动跟随输入电压变化以实现功率因数校正，因此这种校正技术也称为“电压跟随器”，采用 DCM 模式的 PFC校正电路中只有输出电压一个控制量，因而控制方式比较简单，适用于中小功率场合。 近十年来，功率因数校正技术的研究热点集中于新拓扑的提出、新的控制方法的提出以及单级 PFC 变换器的研究。 针对电动汽车铅酸动力电池，设计大功率充电系统。 主要 技术指标：交流输入电压： 5 220V177。 10%；功率因数：  ；效率：  ；最大充电电流： 40A；最大输出功率：。 本文主要针对电动车用铅酸蓄电池自身的特点，研究如何建立一个良好的铅酸蓄电池充电系统。 使动力蓄电池工作在较理想的工况下，延长其使用寿命，提高充电效率，同时不产生有害气体，实现真正意义上的清洁高效。 因此该课题的研究具有很好的现实意义和应用前景。 功率因数校正原理 6 2 功率因数校正原理 功率因数 (PF)定义为有功功率 (P)与视在功率 (S)的比值，用公式表示为 :  c o sc o sc 1111  RR IIIU osIUSPPF (） 式中 : 1I 为输入电流基波有效值； RI 为电网电流有效值 , 22221 …… nIIIIR  其中1I , 2I ,„„ nI 为输入电流各次谐波有效值； 1U 为输入电压基波有效值；  为输入电流的波形畸变因数； COS 为基波电压和基波电流的位移因数。 可见，功率因数由输入电流的波形畸变因数  以及基波电压和基波电流的位移因数COS 决定。 COS 越小，则设备 的无功功率越大，设备利用率越低，导线和变压器绕组的损耗越大；  越小，表示设备输入电流谐波分量越大，将造成电流波形畸变，对电网造成污染，使功率因数降低，严重时会造成电子设备损坏。 从上式可见，抑制谐波分量即可达到增大  ，提高功率因数的目的。 电力负荷如电动机、变压器等，属于既有电阻又有电感的电感性负载。 电感性负载的电压和电流的相量间存在着一个相位差， 通常用相位角φ的余弦 cosφ来表示。 功率因数是反映电力用户用电设备合理使用状况、电能利用程度和用电管理水平的一项重要指标。 功率因数分为自然功率因数、瞬时功率因数和加权平均功率因数。 (1)自然功率因数：是指用电设备没有安装无功补偿设备时的功率因数，或者说用电设备本身所具有的功率因数。 自然功率因数的高低主要取决于用电设备的负荷性质，电阻性负荷 (白炽灯、电阻炉 )的功率因数较高，等于 1，而电感性负荷 (电动机、电焊机 )的功率因数比较低，都小于 1。 (2)瞬时功率因数：是指在某一瞬间由功率因数表读 出的功率因数。 瞬时功率因数是随着用电设备的类型、负荷的大小和电压的高低而时刻在变化。 (3)加权平均功率因数：是指在一定时间段内功率因数的平均值。 图 一般 APFC原理框图 7 从图 可以看出 APFC 基本电路就是一种开关电源，但它与传统的开关电源的区别在于： DC/DC 变换之前没有滤波电容，电压是全波整流器输出的半波正弦脉动电压，这个正弦半波脉动直流电压和整流器的输出电流与输出的负载电压都受到实时的检测与监控，其控制的结果是达到全波整流器输入功率因数近似为 1。 由公式（ ）可知，要提高功率因数有两个途径，即使输入电压，输入电流同相位；使输入电流正弦化。 利用功率因数校正技术可以使交流输入电流波形完全跟踪交流输入电压波形，使输入电流波形呈纯正弦波，并且和输入电压同相位，此时整流器的负载可等效为纯电阻。 功率因数矫正电路分为有源和无源两类。 无源校正电路通常由大容量的电感，电容组成。 虽然无源功率因素校正电路得到的功率因数不如有源功率因素校正电路高，但仍然可以使功率因素提高到 ~，因而在小功率电源中被广泛采用。 所谓功率因数校正 (PFC)，就是在整流电路与负载之间增加一个功率变换器，应用电流反馈技术，通过适当的控制方法不断调节输入电流，使其跟踪输入正弦波电压波形，将输入电流校正成与电网电压同相的正弦波，因而功率因数可提高到近似为 1。 由于该方案中应用了有源器件，故称为有源功率因数校正（ APFC）。 即对电路采取措施，使输入电流波形接近正弦波并与输入电压同相位，电流正弦化便使  =1，同相位就是因数 cos =1。 APFC 技术的思路是，控制已整流后的电流， 使之在对滤波大电容充电之前能与整流后的电压波形相同， 从而避免形成电流脉冲，减小输入电流谐波 ,达到改善功率因数的目的。 有源功率因数校正分类按电路结构分为：降压式、升 /降压式、反激式、升压式。 其中升压式为简单电流型控制， PF 值高，总谐波失真小，效率高，适用于 75W~2020W功率范围的应用场合，应用最为广泛。 按输入电流的控制原理分 为： 平均电流型 （ 工作频率固定，输入电流连续 ）、 滞后电流型 、 峰值电流型 、 电压控制型。 下面就假设工作模式为 CCM，来介绍一下三种方法的特点： ，采用恒定的开关电源工作频率，只有稳定的工作频率才能有效地、快速地检测出峰值电流，并将这一电流 “ 削尖 ” 、均化来控制开关管，对PWM 进行调节，使输入电流波形与输入电压保持同步，从而提高功率因数。 由于输入电流 8 被 “ 削尖 ” ，在电路上对输入电流波形需要进行斜率补偿。 APFC 电路中电感上的电流，当电感电流达到一定值时，开关管开始导通；电感电流下降到一定值时，开关管陡然截止，它的 控制方式是利用工作频率改变来控制开关管的导通和截止。 一般设计输出滤波电路时，按最低工作频率考虑，所以，开关电源的体积和重量是最小的，工作损耗最小。 THD 值小，对噪声不敏感，电感电流峰值与平均值之间的误差小，具有恒定的工作频率，可以任意拓扑各种控制电路，输入电压可以随便调节。 这中方 法的缺点是控制电路比较复杂，需要增添电流误差放大器。 控制法 是中间直流环节的储能元件采用大电容，负载的无功功率将由它来缓冲，直流电压比较平稳，直 流电源内阻较小，相当于电压源，故称电压型变频器，常选用于负载电压变化较大的场合。 工作频率固定，电流不连续。 图 几种控制方法的输入电流波形图 系统硬件设计 9 3 系统硬件设计 1 充电系统功率部分总体结构设计 图 充电系统总体结构流程框图 如图 整个电路采用了 AC/DC DC/DC 的设计结构 , 首先是 220V 的交流市电经 EMI滤波、 APFC 校正电路变为 380V 的直流 , 然后经 DC/DC 半桥变换及相应的控制电路 , 保证输出电流电压满足充电电池的需求。 其中 PFC控制电路主要由 MOSFET 管、 Boost 升压电感、控制芯片 ICE2PCS01 以及直流滤波电容组成。 DC/DC 变换采用半桥式拓扑 , 主要由高频变压器、 MOSFET 管以及 LC 滤波电路组成。 控制部分通过对蓄电池端电压、电流信号的采集反馈 , 由 SG3525产生双路 PWM波控制半桥拓扑中 MOSFET管的通断时间来控制充电电流和电压。 Boost 有源功率因数校正电路的设计 BOOST 变换器的工作原理和控制方式 Boost PFC电路是现在应用最广泛的有源功率因数校正电路，主电路由不控整流电路、电感、开关管和滤波电容组成。 其输入侧有储能电感可以减小输入电流纹波，防止电网对主电路高频瞬态冲击，对整流器呈现电流源负载特性；其输出侧有滤波电容可以减小输出电压纹波，对负载呈现电压源特性。 PFC电路主要完成两项任务： (1)控制电感电流，使输交流输入 EMI 滤波 整流滤波 电路 APFC 电路 半桥电路 整流滤波 电路 动力电池 ICE2PCS01 FAN7390 驱动 SG3525双路PWM波生成 电压电流反馈 电压，电流温度检测 保护电路 光耦隔离 10 入电流正弦化保证 其失真因数接近于 1，并使输入电流基波跟随输入电压相位； (2)控制输出电压，使输出电压保持恒定。 在连续模式时采用两个控制环，电压环是外环，采样输出电压，保持输出电压恒定；电流环是内环，采样电感电流，迫使电感电流跟踪电流给定，减小输入电流谐波。 Boost 变换电路组成如图 所示。 Boost 变换器的电感 fL 在输入侧，一般称之为升压电感。 开关管 Q 仍为 PWM 控制方式，但它的最大占空比 yD 必须限制，不允许在 1yD 情况下工作， Boost 变换器有两种基本的工作方式，一种是电感电流连续工作方式 (CCM)，另一种是电感电流断续工作方式 (DCM)。 本方案采用的是电感电流连续工作方式。 图 Boost变换器的电路图 当电路中的电感电流工作在连续模式下， Boost 变换器存在两种开关模式，如下图(a)和 (b)所示，同时图 给出了 Boost 变换器在电感电流连续模式 (CCM)下工作的主要波形图。 Di LSC f RLdL fU inU o+Di LSC f RLdL fU inU o+( a ) ( b ) 图 不同开关 模式下的等效电路 i oR Ldi cfC fDiLfL fU in++QU 0 11 SOi Lfi DV LV inV o V intI L fmi nI L fmaxT onT o ffOOOtttI L fmi nI L fmaxT sI i 图 电感电流连续工作方式下的主要波形 有源功率因数校正 (APFC)是在输入整流和 DCDC 功率变换之间增加一级变换器，利用相应的控制电路 (现在主要采用专用集成控制芯片 )及辅助电路，使输入端电流波形接近正弦波形并保持与输入电压波形同相，从而使输入端功率因数接近于 1。 APFC 技术适应电力电子技术的发展方向，其主电路拓扑结构常用储能电感 L 和高频开关 Q 组合，使输入电流正弦化通常有以下几种形式：升压式 (Boost)电路，降压式 (Buck)电路，反激式 (Flyback)变换器电路，降 /升压 (BuckBoost)混合电路等几种形式。 而根据电流控制方式的不同，有源 PFC 电路可以分为峰值电流型、电流滞环控制型和平均电流型。 平均电流控制模式的 Boost PFC 电路工作原理 平均电流控制的 Boost PFC 电路具有 总谐波失真（ THD)值小，对噪声不敏感，电感电流峰值与平均值之间的误差小、可用于较大功率场合等优点，成为我们设计的首选方案。 如图 Boost 型平均电流控制法 PFC 电路控制原理图。 在这种 APFC 控制方法中，采用了电流控制环和电压控制环，其中电流控制环使输入电流更接近正弦波，电压控制环使 Boost 电路输出的电压更稳定。 基准电流由输入整流电压与输出电压误差放大信号的乘积组成，其中从输入整流电压取样的目的是使基准电流与整流后的电压波形同相，电流误差放大器 CA 的输出直接加到 PWM 比较器的同相输入端， PWM 比较器的反相输入端接到锯齿波信号发生器的输出端，这样电流误差放大器 CA 的输出可直接控制 PWM 比较器的占空比。 12 图。