基于dsp数字信号处理器和ad9857的数字上变频设计

基于dsp数字信号处理器和ad9857的数字上变频设计内容摘要：

硬件平台原理 D S P数 字上 变频D / A放 大器晶 体滤 波器数 字下 变频总线未 来 更 高级 的 D S P本 振 信 号A / D晶 体滤 波器放 大器混 频器混 频器射 频前 端射 频前 端 图 11 雷达通用硬件平台原理图 雷达通用硬件平台原 理框图 [2,6]如图 11 所示。 雷达处理中频为 ，发射与接收中基带信号与中频信号之间的变换都在数字域中完成。 混频器的本振频率为4 2 .5 ~ 7 0 .5MH z MH z，射频信号频率为 2 ~ 30MHz MHz。 发射信号的产生过程是：先由 DSP 产生两个正交的基带，经软件调制后送入数字上变频器（ DUC）中进行内插处理、正交数字混频，以提高输出信号的数据率，输出的数据送入数 /模转换器（ DAC），由 DAC 变成模拟中频信号 ，然后经过滤波和功率放大后进入混频器混频得到射频信号，再经过射频端电路送到天线上发射出去。 雷达接收信号的过程与发射信号相反，接收信号经过射频端滤波放大后，与本振信号混频，得到中频处理信号，再次滤波放大后，送入模 /数转换器（ ADC）转换为数字信号，再经过数字下变频器（ DDC）降速处理得到低速基带数字信号，最后送给 DSP处理。 由图上可以看出，从基带信号的产生到雷达处理中频全部都在数字域中完成，这种 4 设计思想带来的最大好处是灵活性强，便于修改。 图中省略了 DSP 芯片的一些外设设备，如片外 RAM 和 FLASH 等 (后文 会详细介绍 )，选择不同的芯片，平台结构也会稍有变化。 如图中标识的，受限于目前 DSP 的处理能力，数字上 /下变频由专用的芯片来完成，然而随着数字技术的进一步发展， DSP 芯片的规模和速度的进一步提高，最终所有的数字信号处理将由 DSP 芯片完成，从而真正实现软件无线电。 2. 硬件平台关键技术 软件无线电有很多优势，但同时它也对相关技术提出了更高的要求。 基于软件无线电的通用硬件平台的具体实现，需要以下关键技术 [6,7,8,9]：  开放式总线结构 软件无线电的一个重要特点是其开放性，这主要体现在软件无线电所采用的开放 式标准化的总线结构上，只有采用先进的标准化总线，才能发挥软件无线电适应性广，升级换代方便等特点。 高频地波海洋监测雷达的系统总线的选择从 VME 到 VXI 再到如今的 LXI，总线性能不断优化，可靠性和数据传输率也不断提高。  高速数字信号处理技术 DSP 芯片是软件无线电的灵魂和核心所在，软件无线电的灵活性、开放性、兼容性等特点主要通过 DSP 芯片为中心的通用硬件平台及 DSP 软件来实现。 从前端接收下来的信号，或从功放发射出去的信号都要经过 DSP 芯片的处理：或频谱分析、信号解调、信号类型识别，或进行信号的数字上下变频，或进 行各种各样的数字调制、数字滤波、比特流的编码、译码、同步信号的获取等等。 软件无线电中的 DSP 芯片除了能适应运算处理的高速度、高精度、大动态范围、大运算量外，还应具有高效率的结构和指令集、较大的内存容量、较低的功耗等特点。 DSP 芯片擅长实时数据处理，但在智能控制方面有所欠缺。 上面提到，如果采样速率较高， DSP 处理数据的压力将会非常大，即使是目前处理速度最快的单片 DSP 芯片TI 公司的 C6X 系列，这还不能完全满足软件无线电的要求。 另外系统进行实时处理时，大量的数据要进出 DSP， DSP 吞吐数据能力的不足也 是一个瓶颈。 因此很难用 DSP直接处理宽带射频或中频信号。 由于实际通信往往是窄带的，其信号带宽为几十或几百KHz ，可以用多速率信号处理技术对信号预处理，再由 DSP 完成各种功能。 目前采用的办法是用 DUC， DDC 或 FPGA 等专用芯片先完成数据处理的部分功能，再用 DSP 处理剩余的工作。 另外，也可以利用多个 DSP 并行处理的方法来提高 DSP 的数据处理能力。 在使用多个处理器时，必须采用合理有效的方法来连接和协调它们之间的工作，例如：共享中间结果、程序信息、协调工作内容等，这 需要在多个处理器之间采用高速专用的数据链路。  数字上 /下变频技术 传统的雷达发射通道采用模拟变频技术，用模拟基带信号和本振信号混频形成中频已调信号，精度很难做得很高，线性度也不高，还有多次谐波。 而数字上变频技术可以 5 实现高精度，高线性度，无谐波分量的频谱搬移，而且由于有内插过程，基带信号的速率可以较低，这也为 DSP 处理基带数字信号的调制编码减轻了负担。 雷达对接收信号在中频进行数字化， ADC 的采样速率较高，用 DSP 器件或软件对信号后处理的运算量将会非常大。 解决的办法是， A/D 变换之后先对采样数据进行下变频， 把采样数据变换到基带，再利用抽取滤波器降低数据速率，将这些运算量大的任务交给专用芯片完成，既保持了软件无线电的优点，系统又具有可实现性。 目前单片的 DUC 和 DDC 集成了频率变换、数据率变换、数字滤波、增益控制、重采样、数模转换等一系列功能。 DSP 产生的两路正交、同相数据通过 DUC 处理得到所需载频的模拟信号；而采样数据通过 DDC 处理后形成正交、同相两路输出，两个通路上所用的处理单元相同，保证了两路输出在幅度和相位上具有较好一致性。  高速 A/D、 D/A 变换技术 在软件无线电通信体统中，要达到尽可能多的以数字信号 形式处理无线信号，必须把 ADC、 DAC 尽量靠近射频前端，为了减少模拟环节，在较高的中频，甚至射频段就开始对信号进行 A/D 或 D/A。 为达到此要求， ADC 必须有很高的采样速率和工作带宽，为适应复杂的电磁环境，还要求 ADC 具有大的动态范围。 而对于 DAC 来说，软件无线电要求 DAC 拥有高的转换速率和分辨率，但是同时这两个指标是不太容易实现的。 目前常用的解决办法是使用多片高速低分辨率的 DAC（电流输出型）并联工作，这样既利用了低分辨率 DAC 的转换速度，同时又提高了的分辨率。 但多片并联的 DAC 使电路的连接更加复杂，灵活 性差，还会影响整个系统的信噪比（ SNR）、无杂散动态范围（ SFDR）和互调失真（ IMD）等性能。 单片集成是 DAC的主要发展方向。 167。 本文各章内容安排 本文设计的基于 DSP 的数字上变频方案是软件无线电雷达通用平台的一部分，由于目前 DSP 器件规模和速度的限制，利用 DSP 芯片对中频信号直接进行数字上变频还比较困难，因此采用了 DSP 芯片和正交数字上变频器进行两次上变频完成。 由 DSP 芯片产生低频基带信号，内插提高数据率，并控制数字上变频器 AD9857 在数字域完成二次内插、正交调制、 D/A 变换等，输出调制后的 模拟信号，完成雷达发射通道的数字上变频和数模转换的功能。 论文的基本结构如下： 第一章 绪论。 简单介绍了高频地波雷达的研究现状，和发展基于软件无线电雷达通用平台的必然性和重要意义，概括说明了本文所采用的基于 DSP 数字上变频的基本方案。 第二章 数字上变频相关理论。 重点介绍了实现本文数字上变频方案所涉及的软件 6 无线电相关理论。 主要包括：多速率信号处理理论、高效数字滤波理论、正交数字混频理论。 第三章 线性调频中断连续波体制分析。 针对脉冲压缩体制的雷达：调频连续中断波（ FMICW）进行了性能分析，重点阐述了 其工作流程和测速、测距原理并进行 matlab仿真。 按照雷达系统指标要求给出了波形参数的设计过程和具体参数值。 第四章 硬件电路设计。 从硬件电路的总体框架入手，参照第三章中设计的波形参数分析比较的同类芯片，确定本方案中选择的具体芯片类型；将电路系统模块化，逐一说明每一模块如何构建，以及电路印制板设计中需要注意的地方。 第五章 系统软件设计。 将雷达波形参数落实到芯片具体配置上，对整个软件流程进行说明，并给出仿真结果。 第六章 对本文所设计的上变频方案进行总结分析，并对下一步的研究工作提出了几点展望。 7 第二章 数字上变频相关理论 传统的雷达发射技术，一般采用两种方法：一是将较低频率的数字基带信号经 D/A转换后直接载频到发射频率上，另一种是采用锁相环将模拟基频信号倍频到系统所需的载频上。 但这两种方法都是在模拟域进行变频，过多模拟器件的使用使得输出端的谐波、噪声及寄生频率等难以抑制，同时不利于整个雷达系统的集成、修改与更新。 随着数字技术的发展，软件无线电应用于雷达系统已成必然趋势，数字变频技术因频率分辨率高，频率容易改变，相位线性变化，易于数字控制等优点得到了越 来越广泛的应用。 数字上变频可以通过两种方式实现。 当基带信号进行时域内插后，信号频谱被压缩，并出现一系列的高频镜像，一种方式是直接利用带通或高通滤波器取出高频成分，如图21(a)所示，另一种方式则是用低通滤波器取出基频部分，采用数字正交混频的方式将基带信号频谱搬移至本振信号频率上，如图 21(b)所示。 两种方式各有优劣，前者结构简单，但高频镜像只会出现在原采样频率的整数倍位置上；而后者结构上更加复杂，但可以搬移至频谱任意位置。 当然也可以将两种方式结合起来，用带通或高频滤波器取出高频镜像，然后由数字正交混频 的方式做较小范围的频移调整。  jXe   jIXe I  jBPHe 39。 jIXe  0c o s m 0sin m ym IxnI  jLPHe  QxnI  jLPHe ( a )( b ) Ixm Qxm 图 21 数字上变频原理图 数字上变频理论是以现代通信中的软件无线电理论为基础，它所依据的基本理论主要包括多速率信号处理理论、高效数字滤波理论，以及数字域正交混频理论。 下面将分章节一一说明。 8 167。 多速率信号处理理论 根据带通采样理论，对带限信号进行采样，采样所得的信号速率至少为原信号的带宽的两倍。 然而矩形系数为 1 的抗混叠滤波器实际上是做不到的，这样整个频谱上就会形成一些采样 “盲区 ”。 为了减少 “盲区 ”数量，可 以提高采样频率，使得瞬时采样带宽尽可能的宽。 但是随着采样频率的提高，采样后的数据流速率相应地提高，从而导致后续的信号处理速度跟不上；同样的道理，在处理窄带信号的时候，过低的采样率又与后续的数字信号处理的速率不一致。 多速率信号处理为解决这些问题提供了理论依据，其中最重要的也是最基本的就是内插（ Interpolation）和抽取（ Decimation）理论 [10,11,12,13,14]。 整数倍内插 要提高数据率，理论上可以对已知的抽样序列 xn 进行 D/A 转换的到原来的连续时间函数 xt ，然后再对 xt 进行较高抽样 率的抽样的到新的抽样序列。 显然这种做法是不经济的，实际中都是采样内插的方法。 所谓整数倍内插是指在两个连续原始抽样点之间等距插入  1I 个零值，若设原始采样序列为 xn ，则内插后的序列 ( ) , ( 0 , , 2 , )()0,Imx m I Ixm Ie lse     , (21) 式中 I 为内插因子，对内插后的信号进行离散傅立叶变换得到的频谱为      j jm jm IIImmX e x m e x m e            jIXe . (22) 图 22 给出了内插前后信号的频谱结构，内插后的信号频谱是原始序列谱经 I 倍压缩后得到的，其中图 22（ b）为内插后未滤波的频谱图，这时 ()jIXe 中不仅含有 ()jXe的基频分量（图中阴影部分所示），还含有频率大于 I 的高频成分（ ()jXe 的高频镜像）。 若要 ()jIXe 中恢复原始谱，必须对内插后的信号进行低通滤波（滤波器的带宽为I ），滤波后原来插入的零值点被平滑成为 ()xn 的准确内插值。 通过内插输出数据 9 率提高了 ( 1)I 倍，即提高了时域分辨率，而频谱结构并没有改变 ,如图 22(c)所示。 02222 22 00/ I/ I/ I / I jXe  jIXe 39。 jIXe ( a ) 原 始 谱( b ) 未 滤 波( c ) 滤 波 后 图 22 内插前后信号频谱结构变化示意图（ 2I ） 若要进一步提高信号的输出频率，则只需用一个带通滤波器取出 ()jIXe 中的高频成分即可，如图 21(a)所示，带通滤波器  jBPHe 的频率特性为：    ,10,jBP I n nHe IIe lse     , (23) 式 23 中 0n 对应于原始基带谱， 1,2,3n  对应于基带谱的各次倍频分量。