基于模糊pid控制的直流双闭环调速系统的设计

基于模糊pid控制的直流双闭环调速系统的设计内容摘要：

时间增长。 为了实现在允许条件下的最快起动，关键是要获得一段使电流保持为最大值的恒流过程。 按照反馈控制规律，采用某个物理量的负反馈就可以保持该量基本不变，那么，采用电流负反馈应该能够得到近似的恒流过程。 现在的问题是，我们希望能实现 控制 是， 起动过程，只有电流负反馈，没有转速负反馈；稳态时，只有转速负反馈，没有电流负反馈。 怎样才能做到这种既存在转速和电流两种负反馈，又使它们只能分别在不同的阶段里起作用呢。 转速、电流双闭环直流调速系统的组成 为了实现转速和电流两种负反馈分别起作用，可在系统中设置两个调节器，分别调节转速和电流，即分别引入转速负反馈和电流负反馈。 二者之间实行嵌套（或称串级）联接如下图 21 所示。 ~T GnA S RA C RU*n+UnUiU*i+UcT AM+UdIdU P ELMT G+A C RA C RIn 图 21 转速、电流双闭环调速系统 图中 ，把转速调节器的输出当作电流调节器的输入，再用电流调节器的输出去控制电力电子变换器 UPE。 从闭环结构上看，电流环在里面，称作内环；转速环在外边，称作外环。 这就形成了转速、电流双闭环调速系统。 9 ASR 和 ACR 分别代表转速、电流调节器， TG 为测速计，可看作纯比例环节。 GT 和 V 是晶闸管触发器和整流装置，控制晶闸管整流装置总离不开触发电路，因此在分析系统时，把它们当作一个环节来看。 该环节的输入量是触发电路的控制电压 Uct， 输出量是理想空载整流电压 Udo。 图中， ASR 和 ACR 均为比例积分调节器，其输出均设有限幅电路。 ACR 输出限幅值为 Uctm，它限制了晶闸管整流器输出电压的最大值 Udm。 ASR 输出限幅值为 Uim*，它决定了主环中的最大允许电流 Idm。 稳态结构框图和静特性 为了 分析 双闭环直流调速系统的特性，必须 先绘出 双闭环调速系统的稳态结构图 ，如 图 22 所示。 分析静特性的关键是掌握这样的 PI 调节器的稳态特征 ，一般存在两种状况：饱和 —— 输出达到限幅值，不饱和 —— 输出未达到限幅值。 当调节器饱和时，输出为恒值，输入量的变化不再影响输出，除非有反向的输入信号使调节器退出饱和；换句话说，饱和的调节器暂时隔断了输入 和输出间的联系，相当于使该调节环开环。 当调节器不饱和时 ， PI 作用使输入偏差电压在稳态时总是零。 Ks1 / CeU*nUcIdEnUd 0Un++A S R+U*iRA C RUiU P E 图 22 双闭环调速系统 稳态结构图 α —— 转速反馈系数 β —— 电流反馈系数 实际上，在正常运行时，电流调节器时不会达到饱和状态的。 因此，对于静特性来说，只有转速调节器饱和与不饱和两种情况。 这时，两个调节器都不饱和，稳态时，他们的输入偏差电压都是零，因此 第 2 章 直流双 闭环 调速系统和调节器的设计方法 10 Un*=Un=αn=αn0 Ui*= Ui=βId 由 第一个 关系式可得 n= *iU =n0 (21) 从而得到图 23 所示静特性的 CA 段。 与此同时，由于 ASR 不饱和， Ui* Uim*，从上述第二个关系式可知 Id Idm。 这就是说， CA 段静特性从理想空载状态的 Id =0 一直延续到 Id = Idm ，而 Idm一般都是大于额定电流 IdN的。 这就是静特性的运行段，它是水平的特性。 oId NId mIdn0nC AB 图 23 双闭环直流调速系统的静特性 这时， ASR 输出达到限幅值 Uim*， 转速外环呈开环状态，转速的变化对系统不再产生影响。 双闭环系统变成一个电流无静差的单电流闭环调节系统。 稳态时 Id=*miU = Idm (22) 式中，最大电 流 Idm是由设计者选定的，取决于电机的容许过载能力和拖动系统允许的最大加速度。 式（ 22）所描述的静特性是上图中的 AB 段，它是垂直的特性。 这样的下垂特性只适合于 n n0 的情况，因为如果 n n0 ，则 Un Un* ，ASR 将退出饱和状态。 双闭环调速系统的静特性在负载电流小于 Idm时表现为转速无静差，这时， 11 转速负反馈起主要调节作用。 当负载电流达到 Idm后，转速调节器饱和，电流调节器起主要调节作用，系统表现为电流无静差，得到过电流的自动保护。 这就是采用了两个 PI 调节器分别形成内、外两个闭环的效果。 这样的静特性显然比带电流截止负反馈的单闭环系统静特性好。 然而实际上运算放大器的 开环放大系数并不是无穷大，特别是为了避免零点飘移而采用 “准 PI 调节器 ”时，静特性的两段实际上都略有很小的静差，如上图中虚线所示。 各变量的稳态工作点和稳态参数计算 由图 22 可以看出，双闭环调速系统在稳态工作中， 当系统的 ASR 和 ACR两个调节器都不饱和时，各变量间的关系为： Un*= Un= n0= n (23) Ui*= Ui= Id= IdL (24) Uct=s0dKU = sdK RInCe  =sdL*ne /K RIUC  (25) 从上述式子可知，在稳定工作点上，转速 n 由给定电压 Un*决定，而转速调节器的输出量 Ui*由负载电流 IdL决定， 而 控制 电压 Uc 的大小 由转速 n 和 Id 的大小决定。 很明显，比例调节器的输出量总是由输入量决定；而比例积分调节器与比例调节器不同，它的输出与输入无关，而是由它后面所接的环节决定。 根据 各调节器的给定与反馈值计算有关的 反馈系数 转速反馈系数 =max*nmUU (26) 电流反馈系数 =dm*imIU (27) 两个给定电压的最大值 Unm*和 Uim*由设计者选定，受运算放大器允许输入电压和稳压电源的限制。 第 2 章 直流双 闭环 调速系统和调节器的设计方法 12 直流 双闭环 调速系统的 数学模型和 动态 性能 双闭环调速系统的动态数学模型 双闭环调速系统 的转速调节器和电流调节器的传递函数就是 PI 调节器的传递函数， ASR 和 ACR 的传递函数分别为： WASR= Knssnn 1  (28) WACR=Kissii 1  (29) 结合单闭环调速系统的动态结构 况 图， 可得双闭环调 速系统的动态结构 框图，如 图 24 所示。 U*nUc Id LnUd 0Un++UiWA S R( s ) WA C R( s )KsTss + 11 / RTl s + 1RTmsU*iId1 / Ce+E 图 24 双闭环调速系统的动态结构图 双闭环调速系统的动态性能 1. 动态跟随性能 在双闭环调速系统中，电流负反馈能够将环内的传递函数加以改造，使等效时间常数减小，经过电流环改造后的等效环节作为转速调节器的被控对象，可使转速环的动态跟随性能得到明显改善。 2. 动态抗扰性能 (1)抗负载扰动性能。 由调速系统的动态结构图可以看出，负载扰动作用 (IdL)在电流环之后，和单环调速系统一样，只 能靠转速调节器来抑制；但电流环改造了环内的传递函数，更有利于转速外环的控制。 因此双闭环调速系统能够提高系统对负载扰动的抗扰性能。 13 (2)抗电网电压扰动。 电网电压扰动和负载扰动作用点在系统动态结构图中的位置不同，系统相应的动态抗扰性能也不同。 电网电压扰动被包围在电流环内，当电网电压波动时，可通过电流反馈及时得到抑制。 转速和电流 两个 调节器的作用 综上所述，转速调节器和电流调节器在双闭环直流调速系统中的作用可以分别归纳如下： 1）转速调节器是调速系统的主导调节器，它使转速 n 很快地跟随给定电压变化，稳态时可减小转速误差，如果采用 PI 调节器，则可实现无静差。 2）对负载变化起抗扰作用。 3）其输出限幅值决定电机允许的最大电流。 1）作为内环的调节器，在外环转速的调节过程中，它的作用是使电流紧紧跟随其给定电压（即外环调节器的输出量）变化。 2）对电网电压的波动起及时抗扰的作用。 3）在转速动态过程中，保证获得电机允许的最大电流，从而加快动态过程。 4）当电机过载甚至堵转时，限制电枢电流的最大值，起快速的自动保护作用。 一旦故障消失，系统立即自动恢复正常。 这个作 用对系统的可靠运行来说是十分重要的。 [2] 调节器的工程设计方法 作为工程设计方法，首先要使问题简化，突出主要矛盾。 简化的基本思路是，把调节器的设计过程分作两步： ,使系统典型化并满足稳定和稳态精度。 ，以满足动态性能指标的要求。 在双闭环系统中，应该首先设计电流调节器，然后把整个电流环看作时转速第 2 章 直流双 闭环 调速系统和调节器的设计方法 14 调节系统中的一个环节，再设计转速调节器。 双闭环调速系统的实际动态结构框图如图 25 所示。 它与前述的图 24 不同之处在于增加了滤波环节，包括电流滤波、转速滤波和两个给定信 号的滤波环节。 其中 T0i — 电流反馈滤波时间常数 ；T0n — 转速反馈滤波时间常数。 Id LUd 0Un++UiA C R1 / RTl s + 1RTmsU*iUcKsTss + 1Id1Ce+ET0 is + 11T0 is + 1A S R1T0 ns + 1T0 ns + 1U*nn电 流 内 环 图 25 双闭环调速系统的动态结构框图 电流 调节器的 设计 设计分为以下几个步骤： 简化时， 忽略反电动势的动态影响 ， 等效成单位负反馈系统 ， 小惯性环节近似处理。 在按动态性能设计电流环时，可以暂不考虑反电动势变化的动态影响，即E≈ 0。 这时，电流环如下图 26a 所示。 如果把给定滤波和反馈滤波两个环节都等效地移到环内，同 时把给定信号改成 U*i(s) / ，则电流环便等效成单位负反馈系统（图 26b）。 最后，由于 Ts 和 T0i 一般都比 Tl 小得多，可以当作小惯性群而近似地看作是一个惯性环节，其时间常数为 T∑ i = Ts + Toi (210) 电流环结构图最终简化成图 26c。 15 Ud 0( s )+Ui( s )A C R1 / RTl s + 1U*i( s )Uc( s )KsTss + 1Id( s )T0 is + 11T0 is + 1 a) +A C RUc( s )Ks/ R( Tss + 1 ) ( Tl s + 1 )Id( s )U*i( s )T0 is + 1 b) +A C RUc( s ) Ks/ R( Tls + 1 ) ( T is + 1 )Id( s )U*i( s ) c) +Id( s )U*i( s )KIs ( TΣ is + 1 ) d) 图 26 电流环的动。